射频采样ADC设计：如何优化输入架构以增强系统性能

发布时间：2024-12-09 15:06:09

来源：RF技术社区 (https://rf.eefocus.com)

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介绍

任何高性能模数转换器（ADC），尤其是 RF 采样 ADC 的输入或前端设计，对于实现所需的系统级性能都至关重要。在许多情况下，RF 采样 ADC 对数百兆赫兹的信号带宽进行数字化处理。前端可以是有源（使用放大器）或无源（使用变压器或巴伦），具体取决于系统的要求。无论哪种情况，都必须仔细选择元件，以便在目标频带内提供最佳 ADC 性能。

射频采样 ADC 采用深亚微米 CMOS 工艺技术制造，半导体器件的物理特性告诉我们，更小的晶体管几何形状支持较低的最大电压。因此，数据手册规定了出于可靠性原因而不应超过的绝对最大电压。将旧器件的数据资料与最先进的 RF 采样 ADC 的数据资料进行比较，可以证明电压有所降低。

在 ADC 对输入信号进行数字化处理的接收器应用中，系统设计人员必须特别注意绝对最大输入电压。该参数直接影响 ADC 的寿命性能和可靠性。不可靠的 ADC 将使整个无线电系统变得无用，并且更换它的成本可能很高。

为了应对过压应力的风险，射频采样 ADC 包括检测高阈值的电路，允许接收器通过使用自动增益控制（AGC）环路调整增益来进行补偿。然而，对于流水线 ADC，与架构相关的固有延迟可能会短暂地将输入暴露在高电平，从而可能损害 ADC 输入。本文讨论了一种简单的方法，可以增强 AGC 环路以保护 ADC。

输入架构

RF 采样 ADC 采用多种不同的设计实现，最常见的是流水线架构，它级联多个级联以将模拟信号转换为数字信号。第一阶段是最关键的，可以是缓冲的，也可以是无缓冲的。选择使用哪种方法取决于设计要求和性能目标。例如，缓冲 ADC 通常在整个频率范围内提供更好的 SFDR，但比无缓冲 ADC 消耗更多的功率。

图 1.

无缓冲 RF 采样 ADC 输入的等效电路。

前端设计也会根据 ADC 是缓冲的还是无缓冲的而变化。无缓冲 ADC 处理输入电荷反冲所需的额外串联电阻也将提高 SFDR 性能。图1和图2显示了AD9625无缓冲和AD9680缓冲RF采样ADC的简化等效输入电路。为简单起见，仅显示单端输入。

图 2.

缓冲 RF 采样 ADC 输入的等效电路。

无论采用何种架构，ADC 输入端的绝对最大可承受电压都由 MOSFET 可以处理的电压决定。缓冲输入比无缓冲输入更复杂，消耗更多的功率。ADC 采用几种不同类型的缓冲器，其中最常见的是源极跟随器。

故障机制

缓冲和无缓冲 ADC 的故障机制不同，但当允许的最大栅源电压（VGS系列）或漏源电压（VDS 系列）超出。这些电压如图 3 所示。

图 3.

MOS 晶体管的临界电压。

例如，如果 VDS 系列超过最大允许电压，则会导致 VDS 系列击穿故障，通常发生在 MOSFET 处于关断状态并且相对于源极向漏极施加过高的电压时。如果 VGS系列超过最大允许电压，则会导致 VGS系列穿孔，也称为氧化物击穿。这通常发生在 MOSFET 导通并且相对于源极向栅极施加过高的电压时。

无缓冲 ADC 中的故障机制

图 4 显示了一个无缓冲的 ADC 输入。采样过程由异相时钟信号 Φ 和 Ф 控制，它们是 MOSFET M1 的采样/保持信号和 MOSFET M2 的复位信号。当 M1 导通时，M2 关断，电容 C西南部跟踪信号（采样或轨道模式）。当 M1 关闭时，在 MDAC 中的比较器做出决定后，M2 导通，复位电容器 C西南部.这将为采样阶段的下一个采样做好准备。这个电路通常像一台运转良好的机器一样工作。

图 4.

无缓冲ADC输入中的故障模式。

然而，高压输入使电路暴露在违反 M2 漏源电压限制的应力下。当对高压输入进行采样时（M1 导通，M2 关断），M2 暴露在大 V 电压下DS 系列.M2 关闭的时间不到采样时钟的半个周期，但即使是这种瞬态暴露也会降低电路的可靠性，并随着时间的推移使 ADC 变得无用。M1 暴露在大 V 下DS 系列当处于 reset mode （M1 关闭，M2 打开）时，因为 input 信号存在于其 drain 上。

缓冲 ADC 中的故障机制

图 5 显示了缓冲 ADC 输入。相同的 clock scheme 适用于 sampling 和 reset 信号。无论相位如何，当缓冲器 M3 的栅极暴露在高压输入下时，它都会对产生电流 I1 和 I2 的电路施加压力。电流源 I1 通过 PMOS 晶体管实现，而 I2 通过 NMOS 晶体管实现。M3 栅极的高电压会导致 V 过大DS 系列在 I1 和 I2 MOSFET 上。此外，M3 栅极上的高电压会导致氧化物击穿（穿穿）。

图 5.

缓冲ADC输入中的故障模式。

缓冲和无缓冲ADC的击穿机制不同，因此绝对最大输入电压也不同，如表1所示。

表 1.

缓冲和无缓冲 ADC 的绝对最大规格

采用 TVS 二极管的 ADC 输入保护

可以通过多种方式保护 ADC 输入免受高压影响。一些 ADC，特别是 RF 采样 ADC，具有内置电路，可在超过编程阈值时进行检测和报告。如数据手册中所规定，这种快速检测输出具有一定的延迟，因此它仍然会让 ADC 输入在短时间内暴露在外。

瞬态稳压器（TVS）二极管可以限制过高的电压，但它们会影响正常工作期间的 ADC 性能。图 6 显示了一个使用 TVS 二极管来防止过压情况的电路。

图 6.

具有 TVS 二极管保护的 ADC 前端电路。

尽管 TVS 二极管通过箝位过高电压来保护 ADC 输入，但它们会严重降低谐波性能。图 7 显示了 14 位、250 MSPS 无缓冲 ADC 与 30 MHz、–1 dBFS 输入（前端有和没有 TVS 二极管）的 FFT 比较。

图 7.

带和不带 TVS 二极管保护的 ADC 前端电路的 FFT 比较。

TVS 二极管特别会降低奇次谐波的性能，因为它们在不箝位时充当反向偏置二极管。该 PN 二极管具有结电容 CJ0，它与 ADC 内部开关动作产生的非线性反冲电流相互作用，以产生与模拟输入信号混合的电压。混合信号在 ADC 内部采样并产生显著的三阶谐波。过压条件的时域图（图 8）显示了 TVS 二极管的削波动作。这并不意味着 TVS 二极管不适合 ADC 输入保护，而只是必须仔细考虑二极管规格以获得所需的性能。在选择二极管类型及其参数时，需要更全面地了解。

使用肖特基二极管保护 RF 采样 ADC 输入

由于带宽和采样速率已达到 GHz 和 GSPS 范围，因此 RF 采样 ADC 简化了无线电接收器设计，因为它们不需要在 ADC 前面设置那么多混频级，但这会使 ADC 输入容易受到过压应力的影响。图 9 显示了 RF 采样 ADC 的典型放大器驱动前端设计。专为与这些 ADC 接口而设计的新一代放大器具有快速启动输入，可通过串行外设接口（SPI）进行配置，以将输出衰减到预定增益。快速攻击引脚可配置为响应 RF 采样 ADC 的快速检测输出。ADA4961 是具有快速启动功能的新一代放大器的一个例子。AD9680 和 AD9625 是具有快速检测特性的射频采样 ADC 示例。

只要输入电压在范围内，图 9 的拓扑结构就很好。例如，如果该接收器路径在输入端突然受到高压突发的影响，则输出将上升到放大器电源轨的电压（在本例中为 5 V）。这导致了一个巨大的摆幅，超过了 ADC 输入端的绝对最大额定电压。快速检测有一些延迟（AD9680-1000为 28 个时钟周期或 28 ns），因此当快速检测逻辑输出告诉放大器触发快速攻击时，ADC 已经暴露在高压下几个时钟周期。这可能会降低 ADC 的可靠性，因此无法容忍这种风险的系统设计将需要辅助保护模式。在这些情况下，具有非常低器件和寄生电容的快速作用肖特基二极管非常有用。指定二极管的关键参数可在数据手册中找到。

图 9.

具有快速启动功能的放大器，具有快速检测功能的 RF 采样 ADC。

反向击穿电压（VBR 餐厅） – AD9680输入引脚的最大输入电压 – 相对于AGND约为3.2 V，因此为二极管选择3 V的反向击穿电压。

结电容（CJ0） – 二极管电容应尽可能低，以确保二极管在正常工作期间不会影响 ADC 的交流性能（SNR/SFDR）。

图 10 显示了一个无源前端，在 ADC 前面插入了一个肖特基二极管。无源前端可以轻松证明肖特基二极管可以在不影响交流性能的情况下保护 ADC 输入。

图 10.

无源前端电路，显示射频采样 ADC 和肖特基二极管。

射频采样 ADC 的输入频率高达 2 GHz，因此选择了射频肖特基二极管（RB851Y）。表 2 显示了 RB851Y 适合该应用的关键参数。测试表明，二极管可防止 ADC 输入超过 AGND 的 3.2 V 绝对最大额定电压。

图 11.

单端 ADC 输入被肖特基二极管削波。

图 11 显示了一个暴露在 185 MHz 高压下的单端输入（ADC 的 VIN+ 引脚）。肖特基二极管将电压箝位在 AGND 的 3.0 V 左右，从而防止 ADC 输入达到 3.2 V 的限值。图 12 显示了 AD9680 输入端的差分信号被肖特基二极管削波。

表 2.

用于保护
RF 采样 ADC 输入的肖特基二极管的关键参数

接下来，我们测量了正常运行期间的性能。AD9680按照数据手册的建议进行控制，但对输入进行了修改，如图10所示。模拟输入频率从 10 MHz 到 2 GHz 不等。C 的超低值J0不应影响 ADC 的 SNR 和 SFDR 性能。

图 12.

AD9680差分输入被肖特基二极管削波。

肖特基二极管完全不会影响 SNR，但 SFDR 在某些频率上会偏离预期值，如图 13 所示。这可能是由差分信号不匹配或 ADC 的反冲引起的。该评估板专为从直流到 2 GHz 的宽带而设计，因此，虽然它在整个频段上总体上表现良好，但某些元件可能会在某些频率下与肖特基二极管相互作用。

图 13.

具有肖特基二极管保护的
AD9680 的 SNR/SFDR 与模拟输入频率的关系。

大多数应用不使用整个 2GHz 频段，因此可以通过修改输入来实现过压保护，从而将前端调谐到所需的目标信号带宽。仔细选择肖特基二极管可以保护 ADC 输入，使系统设计人员能够使用最新的快速启动和快速检测功能实现放大器驱动的前端电路，如图 14 所示。

图 14.

ADA4961驱动AD9680，显示RF采样ADC和肖特基二极管。

结论

本文演示了如何使用肖特基二极管来保护 RF 采样 ADC 的输入免受过压应力的影响。仔细检查二极管的数据手册是关键。需要一个适应该电路的规划，以便在目标频带中实现最佳性能。RF 采样 ADC 的快速检测输出可以与最新放大器的快速启动输入通信，以设置自动增益控制环路。

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