测试电路脉冲响应的原理很简单：用尖锐的脉冲敲击它们，看看会发生什么。像往常一样，维基百科有一篇文章详细介绍了这个过程。这表明，理想脉冲——单位脉冲或狄拉克 delta——是无限高和无限窄的，其下方有一个单位区域，因此产生它非常棘手，考虑到对从保护二极管到转换速率的所有事物的影响，这也一样好。幸运的是，这只是正态分布或高斯分布或钟形曲线的一个极端情况，它更容易生成或至少模拟，并且本 DI 展示了如何做到这一点。
在现实世界中，最好的测试脉冲来自任意波形发生器。一种较旧的技术是过滤狭窄的矩形脉冲，但如果您改变脉冲宽度，也需要改变滤波器的特性以保持脉冲形状。这里详述的方法通过生成足够接近理想值的升余弦脉冲（不要与升余弦滤波器混淆）来避免这个问题。但老实说： 简单的矩形，稍微粗略以避免那些 slew-rate 问题，通常就足够了。
产生我们的脉冲
我们通过采用压缩三角形正弦波振荡器的核心并添加一些逻辑和门控来产生脉冲，以便在触发时，它产生单个周期，这些周期从基线上升到峰值，然后再次回落，遵循余弦曲线。图 1 中的示意图显示了基本要素。
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图 1. |
带有一些附加 logic 的简单 oscillator 在触发时生成 single pulses。 |
振荡器的工作原理
振荡器的核心与原来的几乎相同，尽管重新绘制后看起来不同。它的基本形式是带有施密特的积分器，其中 C1 通过电阻器 R2 和 R3 充电，直到其电压达到 D3 定义的正阈值，这会翻转 A1b 的极性，因此 C1 开始向 D4 的负阈值放电。D1/D2 提供自举以提供线性充电/放电斜坡，同时补偿 D3/D4 的正向电压随温度（和电源电压，尽管我们在这里不必担心）的变化。A2 输出上产生的三角波通过 R7 馈入 D5/D6，D5/D6 将其压缩成合理的（共）弦波 （<0.5% THD）。二极管对的正向电压需要匹配，以保持对称性，从而最大限度地减少偶次谐波失真。A4 放大 D5/6 上的信号，使脉冲刚好跨越电源轨，热敏电阻 Th1 为温度变化提供足够的补偿。
如果 A2 的输出直接连接到 R1 的输入，电路将自由振荡 - 我们稍后会允许它 - 但现在我们需要它从最低点开始，形成一个完整的周期，然后停止。
在静止条件下，U2a 清晰且 A1b 的输出为高电平，在 D3 上产生正参考电压。（对于常见的半电源内部导轨来说，这是积极的。该电压由 A2a 反转并通过 U1a 施加到 R1，因此电路周围有负反馈，稳定在负参考处。（将 '4053 用于 U1 可能看起来很浪费，但它的其他部分将在第 2 部分中派上用场。
当 U2a 的 D input 看到 （正向） 触发器时，其 output 会改变状态。这样， U1a 将 R1 连接到 A1b 的 （仍然高电平） 输出，开始循环;现在的反馈是积极的。一个完整的周期后，A1b 的输出再次变为高电平，触发 U2b 并重置 U2a，从而停止周期并将电路恢复到静止状态。相关波形如图 2 所示。
将升高的余弦与理想的正态分布脉冲进行比较是有指导意义的，图 3 显示了两者。虽然大多数曲线都合理匹配，但底部三分之一左右有点不足，尽管它可以通过一些额外的复杂性进行改进——但那是以后的事。
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图 3. |
理想的正态分布曲线与升余弦曲线之间的比较，包括
图 1 中的输出。 |
如前所述，从原理图中可以明显看出，如果 U2a 的操作被禁用，则电路通过抑制其触发输入并干扰其预设输入低电平以强制其 Q 为高电平来工作。U1a 现在将 A1b 的输出连接到 R1，电路可以自由运行。除了作为一项功能有用之外，这还有助于我们进行设置。
调整震荡器
在 oscillator 模式下，需要进行一些 trimed 以获得最佳结果。
1.必须将 R3 设置为在 R2 的最大和最小设置下提供相等的三波幅度，否则失真将随频率（或脉冲宽度）而变化。将 R2 设置为最大（最低频率），将 R3 设置为最小值（在原理图上向右），然后测量 A1 输出端的幅度。现在将 R2 设置为 min，并调整 R3 以提供与以前相同的幅度。（感谢 Steve Woodward 提供此背后的想法。
2.R7 定义了对挤压二极管 D5/6 的驱动，从而定义了失真。最好使用 'scope' 的 FFT：调整 R7 以最小化三次和五次谐波。（第七个保持不变。如果做不到这一点，请设置 R7 使二极管两端的电压正好是三波值的 2/3。作为最后的手段，一个 30k 固定电阻器可能足够接近，就像在我的构建中一样。
3.使用 R9 设置输出电平。波形应该从一个 rail 延伸到另一个 rail，只需从峰值中去除残余点（主要负责这些 7 次谐波）的尖端。不要过度使用，否则三次和第五次谐波会开始增加。这取决于至少对 A1b 和 A2b 使用 RRO 运算放大器，并仔细分离轨以实现对称性。
一旦被调整为振荡器，最好作为脉冲发生器使用，它依赖于完全相同的设置，因此每个脉冲将是余弦波的单个周期，偏移其幅度的一半。
图 1 中的原理图给出了电路的基本框架，将在第 2 部分中进行详细说明。使用的运算放大器是 Microchip MCP6022，它们是双通道、5V、10MHz CMOS RRIO 器件，具有 <500μV 的输入偏移。功率为 5 V，中央“共”轨来自另一个用作电源轨分配器的运算放大器：如图 4 所示，以及一个合适的输出缓冲器。
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图 4. |
一个简单的电源轨分路器，用于获得 2.5 V“共”电源轨，以及一个具有
交流和直流耦合输出的输出电平控制和缓冲器。 |
C1 可以切换以提供多个范围，允许使用范围从超过 20 kHz（对于 25 μs 脉冲，在其高度的一半处测量）到您喜欢的低值。然后 R3 也需要切换;参见图 5 的三个量程版本。（最低范围可能不需要 HF 微调。虽然三波性能在 1 MHz 左右，但糍绕二极管的电容在此之前就开始引入波形失真，至少对于 1N4148 或类似器件来说是这样。
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图 5. |
对于多量程使用，定时电容器 C1 被切换。为了
调整每个范围的 HF 响应，R3 也必须变化。 |
改善脉冲形状
现在，为了改善脉冲形状而增加复杂性。用非常粗略的术语来说，所需脉冲的上半部分看起来是（共）正弦曲线，但下半部分看起来更指数，如果我们想要更好的拟合，这部分必须进一步压缩。我们可以通过将 D6 与一对串联的肖特基二极管 D7 和 D8 桥接来实现这一点。波形产生的不对称性需要抵消，因此需要在缓冲级 A2b 中采用略高的增益和不同的温度补偿。这些 Mod 如图 6 所示。
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图 6. |
用一对肖特基二极管桥接 D6 可以更好地拟合所需的曲线，
尽管增益和偏移需要调整。 |
在此模式下，R16 设置偏移，R9A 设置增益。U3 的三个部分将：
• 将肖特基 D7/8 切换到电路中
• 根据模式选择增益和失调决定元件
• 短接 R8 以将热敏电阻直接置于 R12 上，并优化脉冲下半部分的温度补偿
图 7 显示了修改后的脉冲形状。不同的二极管或其组合可以很好地提高拟合度，但这似乎足够接近。
要进行此设置，请调整 R16 和 R9A （它们相互作用，很抱歉），使波形的底部为 0 V，而峰值略小于 5 V。因为每个脉冲的上半部分和下半部分依赖于不同的二极管，所以它们的温度系数会略有不同。0 V 基线现在稳定，但峰高会随着温度的增加而略有增加。
未完待续...
到目前为止，我们可能已经超过了更简单、更便宜、更准确的微控制器（Arduino？RPi？并添加一个 DAC – 或者只是使用这些低频的 PWM 输出 – 为其配备查找表（可能使用 Python 计算和格式化，就像这些图中的参考曲线一样），然后考虑如何连续控制重复频率和脉冲宽度。或者甚至只是买一个便宜的 AWG，虽然实用，但很作弊。
但所有这些都是一种不同的乐趣，我们还没有完成这种方法。第 2 部分将展示如何添加更多调整，以便我们也可以生成行为良好的阶跃函数。
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