关于手机RF干扰问题的解决

eefocus_3860979

一、 关于手机RF干扰问题的解决

    针对GSM手机的RF干扰问题，GSM 手机是TDMA工作方式，RF收发并不是同时进行的，减少RF干扰的基本原则是一定要加强匹配和隔离。

    在设计时要考虑到发射机处于大功率发射状态，与接收机相比更容易造成干扰，所以一定要特别保证功率放大器(PA)的匹配。另外RF前端滤波器的隔离也是一个重要的指标。PCB板一般是6层或8层，必须要有足够的接地面以减少RF干扰。

    特别强调射频系统会对数字基带(DBB)、模拟基带(ABB)等产生电磁干扰，而加强射频屏蔽是一个有效的措施。他还指出，手机与基站通信中产生的TDMA噪声、突发噪声会给基带的话音处理中带来比较明显的噪声，应该注意去除这类噪声。另外，TDMA噪声主要影响手机的语音部分，因而要注意语音部分的PCB布局和布线。

    有工程师指出PA的匹配滤波有一定抑制杂散辐射的能力，但它还是有局限性，是否有其它解决方法？可以选择好的前端滤波器以加强带外抑制。关于如何解决RF的电源干扰以及如何选用RF的LDO，首先必须确定RF电源已经被很好地滤波，其次有必要的话最好是不同的RF线路使用独立的电源。在选用RF的LDO时要注意考虑它的驱动电流、输出噪声及纹波抑制等特性。

二、 关于如何选择射频芯片

    有工程师询问在选择射频芯片的时候主要是看那些方面的指标？对于3阶截点和1db增益压缩点而言，是越大越好吗？另外，在整体设计手机系统的时候，怎么样考虑射频芯片的电磁兼容性能？

    对接收机而言，要考虑的参数是接收灵敏度、选择性、阻塞、交调等。对发射机而言，要考虑的参数是输出功率、频谱特性、杂散、频率相位误差等。

    对于3阶截点和1db增益压缩点，并不是越大越好，而是足够满足设计要求即可，因为必须考虑成本因素，越大就意味着芯片的价格越高。在考虑射频芯片的电磁兼容性能时必须加强射频屏蔽。

三、 关于手机前端设计

    有工程师询问，手机接收前端放大需考虑什么因素来设计，要求至少放大多少dB，TI公司相对应的器件如何找到？在电池容量一定的情况下主要可从哪几方面使待机时间增加？

    对第一个问题，需要考虑手机接收前端LNA的增益、P1dB、IP3、NF以及频率范围等，在TI方案中，增益一般是17dB 左右。TI有超外差零中频方案，可以去网上查询有关信息。对第二个问题他说，首先要考虑RX、DBB、ABB工作模式下的功耗，对这些模块，不同的解决方案有不同的功耗，其次要考虑这些方案的功率电源管理机制，好的方案会在空闲模式中关掉尽可能多的功能。

    对于如何确定手机接收机前端滤波器带宽，手机接收机前端滤波器带宽根据接收频率的带宽来决定，必须保证带内信号以最小的插损通过，不被滤除掉。例如，GSM900接收机频率范围为880-915MHz，EGSM900 的范围为 RX：925-960MHz，TX：880-915MHz。

    有工程师提出在校准AGC参数的时候，如何更好地兼顾不同信道的增益平坦度？首先要考虑前端部分的频带平坦度，在此基础上，可以将整个RX频带划分成若干子带以补偿带内波动。关于手机内采用N分数锁频技术锁相环的时间控制在多少秒为宜，锁定时间取决于具体应用，小于250us可以满足GPRS class 12 的要求。

共模电流和EMI辐射

EMI辐射主要由共模电流引起。所谓共模电流主要是指那些在意料不到的地点所出现的电流。共模电流与附近的输入/输出电缆或其他没有很好屏蔽的导体耦合，从而引起了辐射。共模电流常由各种不同的设计缺陷而造成。PC线路板上的走线路径（traces）是为了让所有返回的电流通过线路板的参考平面（通常是电源平面或者地平面）中的走线路径直接返回。 然而并非所有的返回电流都能够直接经过信号走线返回。因为试图找到电感最小的返回路径，返回的电流会蔓延到整个平面上。大部分返回电流将经过设计的走线返回，但并非全部电流都会通过规定的走线返回，从而导致部分电流在那些从未想到的不该出现的地方出现了。线路板的布局设计对高速信号来说常常不是最佳的。例如高速时钟的布线路径越过线路板参考平面的断面（如电源平面中的连接不同直流电源的供电线路部分）时，返回电流一定会找到某些其他的路径流回电源。即使在越过电源平面的裂口处放上电容器，由于电容器、必要的通孔、衬垫等的附加电感，也会使返回电流中的高频率成分不仅仅局限于信号布线的走线中。

另外一个常见的问题是当高频信号线路的布线经过信号通孔连接到线路板的不同层面时发生的。此时返回电流一定会越过一个层面流到另外一个层面（可能通过电容耦合、附加电感、通孔等），电流返回电源的路径常常出人意料。

虽然产生共模电流的原因多种多样，并且很难预测，但是所有的共模电流都来自有意义的信号电流，这一点是100%正确的。这就是说，在PC机的线路板上的某处，有用的信号常常在无意中产生了捣乱的共模电流。因此有必要确认那些有用信号的必要谐波分量确实在我们的控制中，而那些没有用处的谐波分量已被我们清除掉了。因此在输入/输出端口添加滤波器或者在屏蔽封装中添加衬垫来阻止从现有的屏蔽封装中泄漏出来的高频谐波分量，已没有任何意义，因为我们已经从根本上消除了原始信号源中那些没用的产生干扰的谐波分量。

信号完整性工具

大多数高速PC机线路板在设计时都经过许多种不同的商业信号完整性分析软件工具的检验。工程师们用信号完整性分析工具，核查线路板的布局布线，以确认在接收端的电压波形是否符合电路正确运行必须达到的指标。有时终端匹配电阻需要修改，有时甚至电路需要做更大的修改，才能使接收端的波形达到要求。一旦电压波形符合要求，分析工作也告结束。但这样做会在不同的设计中使终端匹配电阻各不相同。一般情况下，设计人员并不进行定量分析以决定终端匹配电阻的最佳值，只要终端匹配电阻起作用，就认可了。但是终端匹配电阻值的选择是否准确，确实能对电路布线路径上有用的信号电流产生巨大的影响。

正象以前提到的那样，所有共模电流都来自有用的信号电流。因此分析电路走线上的电流和电压波形都是有用的。但是很遗憾，几乎没有什么商业软件工具可以允许进行有实际意义的电流分析。但HyperLynx 公司软件的 BoardSim/LineSim工具可以进行这项分析，该仿真工具是最早可以买到的电流分析工具之一。本论文中所有的例子都是采用BoardSim/LineSim工具，分析具体的PC机线路板而得到的。

终端策略和EMI辐射

正象前面提到的那样，电磁兼容性（EMC）应用中的电流分析是很重要的。选择不同的终端匹配电阻，电流幅度和波形将有显著的不同。例如，若选用CMOS负载（即有等效电容负载）作为串联的终端匹配电阻，则当电压脉冲的上升或下降时刻，就会出现短暂的电流脉冲。而选用纯电阻性的负载（有时候称作直流并行负载），则电流波形与电压波形看起来很一致。自然，这两种不同电流波形的频谱是非常不同的。回想一下网络终端匹配的目的是很有用的，一般说来，终端匹配的目的是吸收沿着线路网络传播的能量，使其不产生反射。例如，在理想的情况下，50欧姆的电路走线其终端匹配电阻应该选用50欧姆的电阻，若选用该电阻做终端匹配电阻，在线路中就不会产生反射。

然而，我们很难提供这种受约束的、纯电阻的负载。若我们在线路的远端用一个电阻接地（直流并联接地）来做终端匹配，则一定会同时出现一个与电阻负载并联的电容，这将会在某一些频率上产生阻抗的不匹配。这种阻抗的不匹配将会引起反射。这些反射有可能引起用电压脉冲表示的数据错误。但是这些反射经常会沿着线路布线产生高频驻波。这些驻波把线路布线变成了非常高效率的天线。我们的目标是把线路的终端匹配好，使得与想要传输的电压/电流脉冲信号有关的任何高次谐波都不会产生反射。对在远端串连电容/电阻阻抗（交流并联接地）的终端匹配进行类似分析的结果表明，终端阻抗不可能在所有频率上与线路网络的阻抗匹配。

使用串联电源端终端匹配方法（series-source termination）是另一种替代办法。在这个方法中，不需要配置远端的终端匹配电阻，而且我们期望线路远端会产生反射。我们把终端匹配电阻串连到电源附近的线路上，选择恰当的匹配电阻值，使得电源阻抗与线路网络阻抗正好匹配，这样做就可以避免（由电源近端不匹配所产生的）二次反射。因为二次反射被终止了，驻波也就不会产生，因而就有可能降低EMI辐射。在下一节中的例子我们将可以看到，对线路网络上的电流做仔细的分析也是很重要的。

采用二极管做终端匹配阻抗虽然看起来可以产生非常好的电压波形，但是必须付出电流波形很差的代价。这是因为二极管两端的管压降变化很小（能维持基本不变），但电流可以有很大的变化。记住，这将产生电流辐射而不是电压辐射，所以很容易看到采用二极管做终端匹配对电磁兼容性的改进很不利，应该避免。

阅读全文